Universidad Nacional de Chimborazo
NOVASINERGIA 2018, Vol. 1, No. 2, junio-noviembre (45-53)
ISSN: 2631-2654
https://doi.org/10.37135/unach.ns.001.02.05
Artículo de Investigación
http://novasinergia.unach.edu.ec
Diseño de un prototipo convertidor de frecuencia de 60 Hz a 50 Hz
para redes eléctricas comerciales
Design of a 60 Hz to 50 Hz frequency converter prototype for commercial
electric supply networks
Cristian Rocha-Jácome , Katherine Guerrero-Morejón, Diego F. Paredes-Páliz , Giovanny
Cuzco-Silva
Electrónica y Telecomunicaciones, Facultad de Ingeniería, Universidad Nacional de Chimborazo, Riobamba,
Ecuador, 060108; diego.paredes@unach.edu.ec; gcuzco@unach.edu.ec
* Correspondencia: crocha@unach.edu.ec
Recibido 19 junio 2018; Aceptado 18 agosto 2018; Publicado 10 diciembre 2018
Resumen:
La incompatibilidad de los dispositivos eléctricos y electrónicos para operar en redes
eléctricas europeas y norteamericanas, hace necesaria la utilización de convertidores de
frecuencia para el funcionamiento de los mismos en ambos sistemas, el diseño y
construcción de un prototipo convertidor de frecuencia de 60 Hz (estándar
norteamericano) a 50 Hz, presenta una propuesta tecnológica viable y de bajo coste, que
aplica conceptos de diseño electrónico además de utilizar un adecuado criterio técnico y
científico que identifique los requerimientos del prototipo, entre los que destacan: filtrado
de las emisiones conducidas que contenga propiamente la red de suministro eléctrico, así
como también evitar que el prototipo inyecte ruido a la red, transformación de tensiones
en CA, rectificación y filtrado de señales, y diseño de inversores en modo conmutado
para generar una señal alterna a una frecuencia específica. Todos estos elementos
permiten obtener como resultado un completo sistema que cumple con el objetivo del
diseño propuesto. Se ha garantizado un nivel de potencia adecuado para alimentar
electrodomésticos de uso común. Finalmente, el prototipo alcanza costos relativamente
bajos con respecto a dispositivos existentes en el mercado con la misma funcionalidad.
En el Ecuador se homologan los equipos electrónicos para su operación y funcionamiento
en redes eléctricas con el estándar norteamericano, sin embargo, la procedencia de otros,
traídos directamente por el usuario, sin que sean compatibles con las redes de distribución
eléctricas locales los vuelven inservibles. Por tanto, el prototipo constituye una solución
práctica a ser considerada para su producción a escala, para uso doméstico e industrial.
Palabras
clave:
Convertidor de frecuencia, emisiones conducidas, inversor, modo conmutado, PWM,
rectificador.
Abstract:
The incompatibility of electric and electronic devices to operate in European and North
American electrical networks demands the use of frequency converters utilization that
guarantees proper device operation on both systems. The design and implementation of
a 60 Hz (North American standard)-to-50 Hz (European standard) frequency converter
prototype is a viable and low cost proposal. This proposal applies electronic design
concepts and an adequate technical and scientific design that identifies the requirement
for the prototype, including: filtering of conducted emissions generated on the electric
network itself; preventing prototype noise injection; AC voltage conversion and voltage
rectifier, and designing of commuted mode inverter design to generate a sinusoidal
alternating voltage with a specific frequency. All these elements have as a result a
compliant system that meets the objective of the proposed design. Output power is
guaranteed to support an average domestic electronic device. Finally, the prototype
implementation cost is quite low compared to those that are available in market offering
similar functionalities. In Ecuador, electronic devices are homologated to operate with
North American standard; however, those that are brought by user without compatibility
for local electric supply, become useless. Therefore, the prototype becomes a practical
solution to be considered in a scale production for domestic and industrial utilization.
Keywords:
Frequency converter, conducted emissions, inverter, switched mode, PWM, rectifier
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1 Introducción
Los convertidores de frecuencia son dispositivos
con varias etapas resultado de la combinación de
un bloque rectificador y uno inversor. El
rectificador tiene en su entrada un voltaje de
corriente alterna (CA), que en nuestro caso es la
red de suministro eléctrico a 60 Hz, para producir
un voltaje de corriente continua (CC) con la
potencia y características necesarias de los
equipos a utilizar.
El bloque inversor, por otro lado, convierte el
voltaje CC obtenido del rectificador para generar
una salida de voltaje CA a una frecuencia
diferente. En la figura 1 se puede apreciar el
diagrama de bloques que describe el
comportamiento de este sistema.
SEÑAL ALTERNA
AC A 60 Hz
INVERSORRECTIFICADOR
SEÑAL ALTERNA
AC A 50 Hz
Figura 1: Diagrama de bloques resumido de un
convertidor de frecuencia.
Es importante considerar que el uso de sistemas
electrónicos que trabajan con señales de alta
velocidad, afecta el funcionamiento efectivo de
otros dispositivos alimentados desde la misma red
de suministro eléctrico (Póndigo, 2009; Ramírez,
2006).
Figura 2: Interferencia electromagnética
Además, los equipos electrónicos emiten
interferencia electromagnética (EMI), dichas
emisiones se transmiten tanto en modo de
radiación como de conducción (Balcells, 1992),
como sería el caso por los cables de alimentación
(Ferrer, 2012); y del mismo modo, la mayor parte
de dispositivos electrónicos o aplicaciones
electrónicas son susceptibles a este tipo de
interferencias, generadas por sí mismas y por
otros dispositivos (Dongil, s,f), lo que demanda
que el dispositivo sea inmune a las emisiones
conducidas y al mismo tiempo no inserte ruido a
la red eléctrica que puede afectar a otros
dispositivos conectados a la misma red, como se
puede observar en la figura 2.
En la mayor parte de las aplicaciones de la
electrónica de potencia, la alimentación principal
se realiza en forma de una onda pura de voltaje
CA, a 60 Hz en nuestro país, que proviene de la
red de suministro eléctrico comercial y que para
nuestro prototipo debemos convertirla en un
voltaje de CC.
En su trabajo, Mohan (2009) menciona que: cada
vez es mayor la tendencia de usar los
rectificadores económicos con diodos para
convertir la CA de entrada en CC mediante
rectificadores con diodos”. Añade que “la
mayoría de las aplicaciones de electrónica de
potencia, como los suministros de energía de
conmutación de CC, los controles de motores de
CA, los servocontroles de CC, etc., utilizan estos
rectificadores.
La idea es obtener una señal rectificada con la
mayor potencia posible, por lo que se ha evitado
el uso de circuitos integrados reguladores como
los 78XX. Ha sido imprescindible el uso del diodo
Zener para mantener constante la tensión a la
salida del filtro del rectificador.
Como se mencionó previamente, es requerido un
bloque inversor que convierta la señal rectificada
en una señal sinusoidal de una frecuencia
específica, que viene a ser 50 Hz para nuestro
prototipo. Se propone el diseño de un inversor en
modo conmutado. Los inversores modulados por
ancho de pulsos tienen un voltaje de CC de
entrada que es esencialmente de magnitud
constante, donde se usa en su etapa previa un
rectificador de diodos.
Por tanto, el inversor debe controlar la magnitud
y la frecuencia de los voltajes de CA de salida.
Esto se logra mediante la modulación de ancho del
pulso (PWM) de los interruptores del inversor, y
por ende estos inversores se llaman inversores
PWM (Martín, 2003). Hay varios métodos para
modular los interruptores del inversor por ancho
de pulsos, a fin de formar los voltajes de CA de
salida, de modo que sean lo más parecido posible
a una onda sinusoidal (Mohan, 2009; Ogasawara,
1989). Por facilidad se ha generado este PWM a
partir de la programación sobre un
microcontrolador.
Este PWM debe cumplir la condición de ser
variable dentro de un periodo correspondiente al
periodo de la señal de 50 Hz que se requiere ser
generada. Estos detalles se explican
inmediatamente en las secciones correspondientes
(Pardo, 2004).
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La salida final es la señal a 50 Hz con una potencia
adecuada capaz de alimentar pequeños equipos
eléctricos y electrónicos. Obviamente es
requerido un transformador que adapte las
tensiones finales a los requerimientos del
dispositivo que será conectado al conversor de
frecuencia (Clarke, 1958).
El propósito final es diseñar el dispositivo
convertidor de frecuencia capaz de suministrar
energía eléctrica para redes comerciales que
operan con los estándares norteamericano a 60 Hz
a un estándar Europeo a 50 Hz.
2 Metodología
El diseño del prototipo se lo divide en varias
etapas con sus respectivos cálculos, considerando
los requerimientos de diseño planteados por los
autores. En la figura 3 se detalla cada etapa
considerada en el diseño.
SEÑAL DE ALIMENTACIÓN DE 120 V
RMS
A 60 Hz
FILTRO EMI
TRANSFORMADOR DE TENSIÓN (REDUCTOR)
RECTIFICACIÓN Y FILTRADO
INVERSIÓN DE LA SEÑAL CONVERTIDOR CC-CA
TRANSFORMADOR DE TENSIÓN (ELEVADOR)
SEÑAL DE SALIDA DE 240 V
RMS
A 50 Hz
Figura 3: Flujo de trabajo completo de las etapas de
diseño desarrolladas.
2.1 Filtrado de EMI
La alimentación eléctrica del dispositivo pasa por
un filtro como se presenta en la figura 4, éste es
transparente en el funcionamiento efectivo del
mismo, que opera en condiciones normales. La
interferencia es trasferida a un potencial eléctrico
más bajo (tierra) a través del mismo filtro evitando
que este sea introducido a la red de alimentación.
(Pérez, 2006).
Figura 4: Bloque de conexión del filtro
El comportamiento del filtro a altas frecuencias
supone derivar el ruido proveniente de la red de
alimentación hacia tierra, mientras desvía también
la interferencia proveniente del dispositivo bajo
prueba de igual manera hacia tierra (evitando que
este ruido se inyecte en la red) como se observa
en la figura 5. Es así que se consigue que la red no
se vea afectada por las posibles emisiones que
pueda generar el prototipo.
Figura 5: Comportamiento del filtro a altas frecuencias.
Figura 6: Comportamiento del filtro a 60Hz.
En cambio, a bajas frecuencias, el dispositivo
resulta alimentado como si el filtro no estuviera.
La figura 6 presenta el esquema general para la
operación del filtro a una frecuencia de 60 Hz.
El filtro se diseña y construye con base a un filtro
tipo π como el de la figura 7, donde se presenta el
esquema de conexión monofásica.
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Figura 7: Circuito del filtro implementado.
Los valores de los componentes L y C son
escogidos en modo que a las altas frecuencias
consideradas como interferencia electromagnética
conducida (150 kHz – 30 MHz) la impedancia
asociada a la inductancia tienda a infinito y de la
capacitancia tienda a cero (Venneri, 2015; Rocha,
2018); así mismo para el caso de la corriente a la
frecuencia de conducción (60 Hz), estos
dispositivos tengan el comportamiento opuesto,
es así que los valores de inductancia y
capacitancia de los filtros están dados por los
siguientes valores: L=50 μH; C1=1 μF; y C2=0,1
μF; valores típicos de una Red de Estabilización
de Impedancia de Línea (LISN).
El inductor es considerado en base al diseño de
una bobina de arresto (figura 8) que presenta un
nivel alto de eficiencia contra la corriente del
ruido en modo común proveniente de la red.
Figura 8: Fotografía del inductor en modo bobina de
arresto.
La ecuación (1) define el cálculo de la inductancia
para la forma geométrica y núcleo del toroide,
(1)
donde, D corresponde a la altura del núcleo de
sección transversal rectangular (en centímetros),
1 y 2 al radio interno y externo del núcleo (en
centímetros),
es la permeabilidad magnética
relativa del material del núcleo, n es el número de
vueltas, y L la inductancia deseada.
2.2 Transformación de tensión
El objetivo de esta etapa es reducir la tensión,
debido a que posteriormente se requerirá producir
un PWM variable con estos niveles de tensión
para conseguir conmutaciones a alta velocidad de
niveles de voltaje alto. En este punto, puede
presentarse un compromiso dados los estados
transitorios de los componentes reactivos
parásitos presentes en el prototipo. Con esta etapa
reducimos los niveles de tensión que del PWM,
sin alterar el nivel de potencia que se tiene en el
suministro eléctrico.
La tensión de salida del transformador (definido
en el diseño para la operación de sus subsiguientes
etapas) es de 24 V considerando una tolerancia del
10 % de variación de la tensión de red y la caída
de tensión que se tiene en el puente de diodos
rectificadores.
2.3 Rectificación y filtrado
En esta etapa, se define un voltaje de corriente
continua igual o superior a 20 V con una reducida
pérdida y disipación de potencia. La decisión de
tomar un valor de tensión de 20V es debido a la
necesidad de conmutar una señal PWM bipolar a
una frecuencia de 5 kHz, con la transición de un
nivel alto a bajo de voltaje entre 20V y -20V,
equivalente a una conmutación de 40V en
períodos cortos de tiempo, lo que deviene, en
valores de corriente transitoria alta. Hay que
recalcar que el prototipo fue sometido a una fase
de pruebas con estos valores y el funcionamiento
es el correcto.
Otra posibilidad (susceptible de análisis en un
trabajo posterior) es utilizar niveles de voltaje por
encima de los 40 V, así los niveles de corriente
serán menores, con el compromiso de conmutar
entre valores altos de voltaje a una frecuencia 5
kHz donde los intervalos de tiempo son menores
para cada estado, pero produciendo corrientes
transitorias aún más altas.
Como previamente se mencionó, cada vez es
mayor la tendencia para el uso de rectificadores
económicos con diodos para convertir la CA de
entrada en CC utilizando puentes rectificadores
con diodos. Para la selección del diodo se
considera los siguientes criterios: tensión de
ruptura (polarización inversa) superior a 40 V,
corriente en polarización directa al menos 20 A.
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Para completar esta etapa, la señal debe ser
filtrada con el objetivo de conseguir su
componente en DC, con una señal de salida como
el de la figura 9.
Figura 9: Señal rectificada y filtrada (simulación).
Para garantizar el voltaje de salida de esta etapa,
su cálculo se supedita al uso de la matemática
referida en la ecuación (2):
(2)
donde Vr representa el voltaje de rizado (ripple)
de la tensión de salida, y Vp el voltaje pico de la
onda rectificada.
Al utilizar un capacitor luego del rectificador de
onda completa, la respuesta en tiempo del mismo
en el período de carga y descarga está dada por la
ecuación (3):
(3)
A la ecuación (3), podemos expresarla en función
de la frecuencia:
(4)
En la ecuación (4) se puede definir un valor de
ripple específico para el capacitor, el factor de
ripple deseado o tolerado permite el cálculo de la
capacidad del capacitor.
(5)
Si deseamos expresar el ripple como una relación
del valor pico con el voltaje de rizado de la señal:
(6)
Entonces finalmente podemos reescribir (5) de la
siguiente manera:
(7)
donde R representa la resistencia de la carga a ser
conectada (se define un valor teórico).
A la salida de la etapa rectificadora se puede
conectar un diodo Zener con un voltaje de ruptura
de 20 V, cuando se necesita fijar el voltaje CC en
un valor constate. Esto conlleva el consumo de
potencia en el dispositivo y podría no justificar su
utilización debido a los dispositivos que son
alimentados con el voltaje CA final soportan las
fluctuaciones de tensión del prototipo convertidor
de frecuencia; es por tanto prescindible la
utilización del diodo Zener y resistencia
limitadora como se presenta en la figura 10.
Figura 10: Circuito equivalente de la etapa de
rectificación y filtrado.
2.4 Inversor
Para ser precisos, el inversor de modo conmutado
es un convertidor a través del cual el flujo de
potencia es reversible. Dado que, la mayoría del
tiempo el flujo de potencia va desde el lado de CC
hacia la carga en el lado CA, lo que requiere un
modo de operación de inversor. Estos
convertidores frecuentemente se llaman
inversores de modo conmutado (Mohan, 2009)
Este tipo de inversor produce una señal bipolar
PWM de potencia, con un dutty cycle variable y
oscilante adecuada para producir una señal AC a
una frecuencia específica (50 Hz) de la cual, al ser
filtrada, se puede obtener el valor en DC que
representaría en determinado instante, este valor
de igual manera será variable a la par de la
variación del Dutty Cycle del PWM
comportándose como una señal alterna sinusoidal.
Por esta razón, el correcto diseño de la señal de
control PWM es de vital importancia.
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La figura 11 presenta el esquema de trabajo del
filtro PWM, donde se ajusta el nivel de tensión
que se desea en la salida.
Figura 11: Tensión resultante de filtrar una señal PWM
(Mohan, N., 2009).
Para conseguir una señal PWM bipolar, tal como
muestra figura 11, se ha decidido utilizar las
propiedades de un Puente H de cambiar la
polaridad de una tensión en DC de acuerdo a las
conmutaciones coordinadas que se lleven a cabo
en sus interruptores, el esquema del circuito viene
reportado en la figura 12:
Figura 12: Esquema de un puente H (Mohan, 2009).
El esquema anterior es conocido como inversor de
puente completo que también puede ser utilizado
como un convertidor CC-CC con diferentes
aplicaciones como accionamientos de motores en
corriente continua. Los interruptores conmutan en
pares diagonalmente opuestos por medio de un
PWM adecuado (Mohan, N., 2009).
Al controlar las conmutaciones de los
interruptores de tal manera que se genere una
señal bipolar con un dutty cycle variable y
sincronizado con la frecuencia de la señal que
queremos obtener, permite reconstruir una onda
sinusoidal partiendo de la señal continua.
La frecuencia de conmutación del PWM debe ser
mucho mayor que la frecuencia de la señal
sinusoidal deseada con la siguiente condición:
(8)
Para este prototipo se ha utilizado un PWM con
frecuencia de 5KHz, la razón de esta elección es
por facilidad en algunos cálculos que se
explicarán más adelante.
Este puente reportado en la figura 12, consiste en
dos ramas de conexión, A y B. Cada rama
contiene dos interruptores y sus diodos
antiparalelos. Los dos interruptores por cada rama
conmutan de tal forma que cuando un interruptor
está inactivo, el otro está encendido.
Por tanto, los dos interruptores nunca están
apagados al mismo tiempo ni encendidos al
mismo tiempo, para ello utilizamos un PWM
invertido en el otro interruptor de la misma rama.
En la práctica debe ser diseñado con una
condición adicional, ambos deben estar apagados
durante un intervalo pequeño llamado tiempo
muerto, esto evita que sucedan cortocircuitos
momentáneos de la entrada de CC.
En un inversor que utiliza el puente H como base
de diseño, figura 12, se puede observar que los
diodos están conectados en antiparalelo con los
interruptores, se debe tomar en cuenta el estado
activo y el de conducción de los interruptores.
Esta conexión permite que, cuando un interruptor
esté encendido, puede o no circular una corriente
según el sentido de la corriente de salida. Esto
quiere decir que un interruptor que se encuentra
activo puede estar en estado de conducción o no,
si el interruptor está apagado no es necesario
tomar en cuenta este detalle.
La salida del convertidor de frecuencia se presenta
en la figura 13, donde se tiene el período de la
señal y nivel de amplitud de voltaje pico deseado.
Figura 13: Señal deseada a la salida del inversor
(simulación).
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3 Resultados y discusión
3.1 Filtro para la onda rectificada
A partir de (7) consideramos un ripple del 5%
máximo de tolerancia, es decir 1,2 V. Como la
frecuencia de la señal es de 50 Hz, al tener
rectificación de onda completa se debe considerar
la frecuencia a 100 Hz. Otro dato por considerar
es la tensión que debe soportar el capacitor. Al
valor calculado del capacitor de le debe
incrementar un 20 % de tolerancia para garantizar
un filtraje adecuado.
Se necesita 20 V a la salida, si hacemos la
diferencia utilizando la ecuación (2) se observa
que Vo es 22,8V. De igual forma se toma en
cuenta la caída de tensión que cada diodo tendría
por cada medio ciclo de la onda rectificada, el
medio ciclo atraviesa dos diodos, con ese dato la
caída adicional introducida es de 1,4 V,
obteniendo finalmente 21,4 V. El diodo zener fija
el voltaje en 20 V, acorde a los criterios de diseño
iniciales del prototipo, haciendo notar que la
utilización del mismo es opcional.
3.2 Transformador
El desarrollo del diseño hace necesario construir
un transformador de voltaje monofásico con un
voltaje en el primario de 170 V y un voltaje en el
secundario de 24 V en corriente alterna.
El diseño del transformador de voltaje supone una
potencia de salida de 400 W, considerando una
carga promedio para un equipo electrónico de
hogar u oficina. La construcción del
transformador supone la utilización de chapas
metálicas construidas con un material ferro
magnético con un núcleo en forma E e I.
El cálculo del número de espiras en el primario y
secundario se lo realiza con la siguiente
expresión:
(9)
Con la expresión presentada en (9) se determina
el número de espiras que tendrá el devanado en el
primario y secundario. Se considera una
frecuencia de 60 Hz y una inducción magnética de
10000 Gauss equivalente a 1 Tesla, que es el valor
teórico al cual el hierro se satura magnéticamente.
La constante del denominador refiere
específicamente al uso del Sistema Internacional
de Unidades y el valor eficaz de voltaje que se
tendrá en una onda sinusoidal de voltaje.
El cálculo de S, que representa la sección del
núcleo del transformador está dado por la raíz
cuadrada del valor de la potencia de salida que
tendremos en el secundario.
Se considera un factor de proporcionalidad, el
cual depende de la calidad del material con el que
está construido el núcleo, teóricamente toma un
valor igual a la unidad, si la calidad del mismo es
la promedio. El resumen del diseño del
transformador de voltaje se presenta en la tabla 1.
Tabla 1: Diseño Transformador Voltaje.
Voltaje
N
(V)
Corriente
(Vueltas)
(A)
Conductor
(AWG)
Primario
170.0
319.06
2.35
18
Secundario
24.0
45.0
16.66
9
3.3 PWM
La señal de control PWM de los interruptores ha
sido generada mediante programación en un
microcontrolador, por facilidad y para garantizar
el tiempo muerto.
Tabla 2: Datos de las señales que intervienen.
Frecuencia
[Hz]
Periodo
[ms]
Señal de salida
50
20
PWM
5K
0.2
El período de la señal de salida correspondería a
20 milisegundos (tabla 2), y durante este tiempo
la señal de control de los interruptores debe sufrir
un incremento y disminución sincronizado de su
Dutty cycle partiendo del 0 % al 100 % y
retornando al 0 %, es decir 200 pasos. Esta es la
razón por la cual se selecciona 5 kHz como
frecuencia de conmutación de la señal de control.
El periodo de la señal de 5 kHz es 0,2 ms, esto
quiere decir que cada intervalo de 0,2 ms se puede
producir un incremento o disminución del dutty
cycle que da como resultado que en 20 ms existen
100 ciclos del PWM.
(10)
El resultado de la ecuación (8) nos da a entender
que en 100 pasos se debe lograr variar
uniformemente el dutty cycle de esta manera: 0 %
- 100 % - 0 %. Es decir 200 % de variación; si con
100 pasos debemos variar 200 %, cada paso
cambia el dutty cycle en 2 %.
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(11)
Esto fácilmente se consigue generando el PWM a
partir de programar el microcontrolador y las
consideraciones antes citadas, que garantizan el
tiempo muerto.
3.4 Puente H
El interruptor de la figura 12 fue reemplazado por
un elemento electrónico capaz de tener el
comportamiento requerido, este es un mosfet de
potencia (power mos). Al considerar este
elemento en el diseño, se necesita interponer entre
el microcontrolador y el power mos un circuito
integrado adaptador de voltajes (Bowes, 1986),
esto es necesario debido a que la tensión de
umbral de los power mos son típicamente cerca de
12 volts y el microcontrolador trabaja en un rango
de tensión de 3,5 a 5 volts.
Figura 14: Power MOS de canal P y cana N.
3.5 Prueba de la etapa de inversión
Posteriormente el prototipo fue sometido a prueba
en el laboratorio de electrónica de la Universidad
Nacional de Chimborazo, dando como resultado
la señal sinusoidal de salida deseada, como se
puede observar en la figura 15.
Figura 15: Señal de salida vista en el osciloscopio.
El circuito se somete a pruebas de
funcionamiento, se excluyó la etapa de
rectificación y se utilizó una fuente de
alimentación DC, configurada a la tensión que se
espera tener de la mencionada etapa.
4 Conclusiones
Las redes eléctricas se consideran el medio por el
cual se acoplan de forma electomagnética los
dispositivos conectados a ella, se genera entonces
interferencia electromagnética, por esta razón se
usa un filtro π con valores de inductancia y
capacidad típicos de una Red de Estabilización de
Impedancia de Línea (LISN), que hace que la
utilización del prototipo convertidor de
frecuencias, no inserte emisiones conducidas que
afecten a otros dispositivos conectados a la red.
Existe gran diferencia entre la frecuencia de
conmutación del PWM y la frecuencia de la señal
sinusoidal deseada, lo que permite que el filtrado
presente un buen rendimiento al discriminar
correctamente dichas frecuencias.
Los sistemas fotovoltaicos requieren una etapa de
inversión, parte de este prototipo podría ser
desarrollado para ser adaptado a estos sistemas y
generar la señal sinusoidal y ser inyectada a la red
como sistemas de respaldo. El prototipo puede ser
desarrollado para sistemas trifásicos y de
aplicaciones industriales, considerando aspecto
como la potencia requerida. La elección de la
frecuencia de conmutación del PWM ha sido
elegida con base a la frecuencia de la señal de
salida del inversor de tal manera que la relación
sea entera.
El montaje del prototipo no representa un desafío
considerable, el resultado observado en el
osciloscopio presenta una señal filtrada en bajas y
altas frecuencias, su operación en ambientes
electromagnéticos contaminados por emisiones a
alta frecuencia podría afectar el funcionamiento
del convertidor de frecuencias, por ello será
conveniente disminuir la cantidad de alambres
conductores o reducirlos al mínimo necesario para
que no actúen como receptores de radio
frecuencia, es decir se recomienda construir un
circuito impreso bajo criterios de compatibilidad
electromagnética, tratando de reducir los
acoplamientos capacitivos e inductivos entre los
elementos y conductores así como las emisiones
radiadas del prototipo.
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